сопротивление нагрузки Rн, кОм - ≥ 2

дрейф нуля ТКlсм мкВ/К- 20

Ток потребления Iпотр , мА- 10

Микросхема К142 ЕН 3:

Выходное напряжение Uвых, В- 3-30

Ток нагрузки Iнmax, А- 1

Uвх max, В- 45

Uвх min- Uвых, В- 4

Кст %/В- 0,05

ТК Uвых %/К- 0,01

Uвх min - 9

Определяем общий коэффициент передачи измерительного преобразователя: К = Ку*Кв*Кф=150, где

Ку,Кв,Кф - коэффициенты передач усилителя, выпрямителя и фильтра соответственно.

Распределим коэффициенты передач Ку, Кв,Кф следующим образом:

Ку=3, Кв=5, Кф=10.

Расчет параметров усилителя

переменного напряжения.

Для обеспечения достаточно высокого входного сопротивления измерительного преобразователя, равного суммирующему сопротивлению R1, выбираем R1=10кОм. Тогда R3 определится из уравнения R3/R1=Ку=3;

R3=30кОм. Значение сопротивления резистора R2 выбирается из уравнения R2= R1*R3/ R1+R3. R2=10*30/10+30≈7,5кОм.

Выходное сопротивление 1-го каскада усилителя определится как

Rвых ос= Rвых/1+ Куβ, где Rвых ос - выходное сопротивление 1-го каскада, охваченного обратной связью; Rвых - выходное сопротивление собственно Оу.

Rвых≈500Ом; Ку - коэффициент усиления на рабочей частоте fс max=0,3мГц

Ку≈f1/fс max=50/0,3≈180; β-глубина обратной связи β= 1/R1+R3=10/40=0,25.

Тогда Rвых ос=500/1+180*0,25≈10 Ом.

Выходное сопротивление 2-го каскада усилителя (β=1)

Rвых ус =500/1+180≈2,8 Ом.

Погрешность нелинейности γ н= ­­–1/ Куβ=1/180*0,25≈2%.сказанное справедливо, если О.у. представлен аппериодическим звеном 1-го порядка. В реальном случае Оу моделируется аппериодическим звеном 2-го и даже 3-го порядка. При этом реальный коэффициент усиления Ку возрастает больше, чем на порядок, что приводит к уменьшению погрешности нелинейности более, чем на порядок, т.е. γ н≈0,2%, что соответствует требованиям технического задания.

При расчёте переходной цепи из выражения для передаточной функции (1) получим выражение для модуля комплексного коэффициента передачи.

Кц (ω)= ω τц /V1+ ω2 τ2 ц (4)

Используя это выражение построим логарифмическую амплитудно-частотную характеристику.

20lgkц

0 ω=1/τ ц ωс max=2πfc max

ω

20дб/дек

-20lgkц

Определим значения параметров С1, R4 переходной цепи. Предположим, что коэффициент передачи Кц при максимальном значении частоты входного сигнала fс =0,3мГц меньше 1 на 1%. Как следует, из выражения (4), этому условию соответствует неравенство ωс τц ≥10,

откуда τц ≥10/2П*0,3*106 =5*10-6с. Задаёмся значением R4=10кОм и определяем значение С1: С1≥ τц / R4=5*10-6 /104=500пФ. Выбираем значение С1=1000пФ.

Расчёт параметров

двухполупериодного выпрямителя.

Коэффициент передачи Кв выпрямителя, как было определено выше, должен быть равен Кв=5. Постоянство модуля коэффициента передачи для положительных и отрицательных полуволн входного сигнала обеспечивается при выполнении условия 1+ R9/ R8+ R14/ R8= R14/ R9=5. Выбираем значение R9=10кОм, тогда R14==50кОм. Выбираем ближайшее из ряда Е24 R14==51кОм. Тогда R8=15кОм.

Значение сопротивления R10= R9* R14/ R9+ R14=510/61≈8,2кОм.

Расчёт параметров активного фильтра.

Коэффициент передачи фильтра, как было определено выше, должен быть равен Кф =10. Из выражения для передаточной функции (3) получим выражение для модуля комплексного коэффициента передачи

Кф (ω)= – R17/ R15 · 1/√1+ ω2 τ2 , где τ=С6* R17 (5)

При передачи постоянной составляющей входного сигнала ω=0, тогда

Кф = –R17/ R15. Задаёмся значением R15=10кОм, тогда R17=100кОм. Значение R16 определяется из условия R16= R15* R17/ R15+ R17≈9,1кОм. Используя выражение (5) построим логарифмическую амплитудно-частотную характеристику фильтра.

20lgkф

20lgkф

ω1=1/τ ωср=10/τ ωс=2пfс

ω

Частота сопряжения ω определяется из условия ω1 = 1/ τ. На этой частоте модуль комплексного коэффициента передачи К (ω)= – R17/ R15 · 1/√2. Частота среза ωср при которой модуль комплексного коэффициента передачи Кф (ω)=1, как следует из выражения (5), равна ωср = 10/ τ. Действительно пренебрегая 1 в подкоренном выражении (5) получим

Кср = – R17/ R15 · 1/10=1.

Определим значения параметров времязадающей цепи τ условия, что пульсации при максимальном значении частоты выходного сигнала fс не будет превышать 1% от постоянной составляющей. Данному условию удовлетворяет очевидное неравенство ωс τ ≥100. При выполнении этого условия из выражения (5) получим Кф (ωс)= – R17/ R15 · 1/100. Постоянная времязадающей цепи τ при этом должна быть τ≥100/ωс=100/2пfс=100/6,28*0,3*10-6=10-4/2=50мкс. Поскольку τ=С6 R17, значение ёмкости конденсатора С6 ≥ τ/ R7=50*10-6/105 =500пФ. Выбираем значение С6=1000пФ.

Расчёт стабилизаторов напряжения.

Определяем диапазон изменения напряжения

Е1,2 min= Е1,2 –δе Е1,2=32–6,4=25,6В.

Е1,2 mах= Е1,2 +δе Е1,2=32+6,4=38,4В.

Напряжение питания микросхем измерительного преобразователя ±15В.

Всем этим требованиям удовлетворяет стабилизатор напряжения К142 ЕН 3 (см. технические характеристики на микросхему). В соответствии с рекомендациями на применение микросхемы К142 ЕН 3. Значения сопротивлений резисторов R7= R13=1,5кОм, R6= R12=15кОм, ёмкости конденсаторов С2=С4=0,01мкФ, С3=С5=22мкФ. Резисторы R5, R11 предназначены для защиты стабилизаторов от перегрузки выходным током. Значения сопротивления этих резисторов R5=R11=1,5Ом.

Все резисторы, которые определяют коэффициент передачи измерительного преобразователя – высокочастотные типа С2–29В ±0,5%, остальные типа С2–33±5%.

Литература

1. Гутников В.С. «Интегральная электроника в измерительных устройствах». Энергоатомиздат 1988 г.